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超短基線定位系統(tǒng):海上實施與試驗摘要 這項工作介紹了USBL聲學(xué)定位系統(tǒng)在海上的設(shè)計、實現(xiàn)和驗證。從移動平臺發(fā)出的精心選擇的聲信號被水聽器陣列接收，并基于匹配的濾波器進行檢測。這樣就有可能確定到達時間(TOA)和估計發(fā)射極的位置。系統(tǒng)的性能依賴于對可能被加性噪聲和多徑現(xiàn)象破壞的期望信號的準確檢測和準確的TOA估計。將經(jīng)典聲學(xué)純音脈沖與寬帶編碼擴頻信號(SS)進行了比較，提高了TOA分辨率，增強了多徑和噪聲抑制能力。 使用USBL近距離水聽器陣列接收SS信號需要先進的信號處理技術(shù)，只能使用數(shù)字信號處理器。因此，系統(tǒng)實現(xiàn)必須依靠實時數(shù)字信號處理技術(shù)，以提高性能和通用性�；陔x散傅里葉變換(DFT)及其特性，研究了數(shù)字匹配濾波器的實現(xiàn)。該系統(tǒng)的總體性能是基于一系列海上測試的結(jié)果進行驗證的。 1.簡介 聲學(xué)定位系統(tǒng)的設(shè)計目的是跟蹤水下航行器或平臺的演變。這些系統(tǒng)依賴于測量運動目標(biāo)發(fā)出的聲信號到達一組位置已知的接收器的時間。從TOA測量可以得到方位和/或距離，從而得到目標(biāo)的位置。水聲定位系統(tǒng)通常用于各種水下應(yīng)用，包括石油和天然氣勘探、海洋科學(xué)、打撈作業(yè)、海洋考古、執(zhí)法和軍事活動。聲波定位系統(tǒng)可以達到幾厘米到幾十米的精度，可以在幾十米到幾十公里的操作距離內(nèi)使用。性能在很大程度上取決于定位系統(tǒng)的類型和型號、針對特定應(yīng)用的配置以及工作現(xiàn)場水聲環(huán)境的特征 1.1定位系統(tǒng)體系結(jié)構(gòu) 水聲定位系統(tǒng)的經(jīng)典方法將在本節(jié)中介紹，如[17]所示。聲學(xué)基線之間的距離(即有源傳感元件之間的距離)通常用來定義聲學(xué)定位系統(tǒng)。因此有三種主要類型:短基線(SBL)、超短基線(USBL)和長基線(LBL)。 1.1.1短基線 在一種SBL系統(tǒng)中，至少三個接收器，大約相隔20至50米，安裝在一艘水面艦艇的船體上。從聲信號的檢測和不同接收器的相對TOA測量，計算出一個方位。如果使用了飛行時間詢問技術(shù)(換能器應(yīng)答器)，則還可以從SBL系統(tǒng)獲得到發(fā)射極的距離，從而可以得出位置。SBL系統(tǒng)提供的任何距離和方位都與安裝在船上的接收器有關(guān)，因此，SBL系統(tǒng)需要額外的工具，如垂直參考單元(VRU)、陀螺儀和水面導(dǎo)航系統(tǒng)(GPS)，以便在地球參考系統(tǒng)上提供位置。 1.1.2超短基線 類似于SBL，但這里的接收器間距很近(間隔小于50cm)。USBL接收器的近間距要求TOA估計的精度更高。通過這種方式，USBL系統(tǒng)依賴于接收器之間聲信號的相位差或相位比較，而不是相對到達時間的測量。 像在SBL系統(tǒng)中一樣，飛行時間詢問技術(shù)可以用來實現(xiàn)到發(fā)射器的距離。此外，USBL系統(tǒng)導(dǎo)出的位置是相對于安裝在船上的接收器而言的，因此需要VRU、陀螺儀和GPS提供地球參考位置。 短基線(SBL)和超排序基線(USBL)定位系統(tǒng)的主要優(yōu)點是:
1.1.3Long基線 部署了一個海底應(yīng)答器網(wǎng)絡(luò)，其基線長達十公里。然后必須精確測量基線應(yīng)答器的相對位置或全局坐標(biāo)位置。至少需要三個應(yīng)答器，但為了引入冗余可能會使用更多。通過測量應(yīng)答器和被跟蹤車輛之間的移動時間，使用三角測量技術(shù)計算位置。每個應(yīng)答器以不同的頻率應(yīng)答，從而使它們的信號彼此區(qū)分開來。從LBL系統(tǒng)得到的位置是相對或絕對海底坐標(biāo)，不像SBL和USBL，不需要額外的組件。 長基線系統(tǒng)的主要優(yōu)點是:
2、信號處理與定位 在本節(jié)中，對水下定位系統(tǒng)可能使用的兩種聲音信號進行了比較:傳統(tǒng)的正弦聲脈沖信號;和擴頻信號。研究了信號檢測和到達時間估計問題，提出了一種基于匹配濾波器的解決方案。給出了一種在參考坐標(biāo)系中估計應(yīng)答器位置的封閉方法。利用聲波的平面近似求出應(yīng)答器的距離和方向。 2.1信號檢測與TOA估計 定位系統(tǒng)接收器有兩個主要功能。首先，它必須檢測水中是否存在預(yù)期的信號;如果是這樣，它必須估計信號的TOA。發(fā)射器的方向和距離是通過對不同水聽器的TOA測量來計算的，因此系統(tǒng)需要對可能被附加噪聲破壞的已知信號進行準確的檢測和TOA估計。 從信噪比(SNR)的角度來看，可以通過設(shè)計匹配濾波器來獲得檢測問題的最優(yōu)解，該濾波器由一個線性系統(tǒng)組成，其脈沖響應(yīng)是預(yù)期信號的時間反轉(zhuǎn)副本。濾波響應(yīng)是采集信號與期望信號之間的相關(guān)性。到達時間對應(yīng)于匹配濾波器輸出的峰值。 對于TOA問題，我們可以量化估計的不確定性。TOA估計值的標(biāo)準差由[2]給出: 其中BW是信號帶寬的度量， 用于水下定位的經(jīng)典信號是窄帶音突發(fā)，主要是因為傳輸和接收信號所需的電路簡單。讓我們看看如何減少這個特定信號的TOA估計方差。為了增加信噪比，我們必須增加所接收脈沖e的能量。對于正弦信號，能量與振幅和長度成正比。信號幅值受發(fā)射機功率的限制，因此通過發(fā)送更長的ping信號來實現(xiàn)更好的信噪比。 對于同一類型的信號，帶寬由
圖2:匹配的fifilter輸出 信號從海面(或海床)反射過來的水通道。圖3顯示了在2ms延遲和75%振幅多徑情況下，匹配濾波器對正弦脈沖的響應(yīng)。
圖3:fifilter輸出與多路徑匹配 使用沒有窄自相關(guān)峰值的正弦脈沖，延遲信號的響應(yīng)不能很好地與直接路徑分離。 我們在這里介紹了使用正弦脈沖的兩個主要缺點。
我們可以通過使用編碼擴頻信號來克服這些缺點。SS信號是自相關(guān)函數(shù)接近脈沖的寬帶信號。此外，對于SS信號，可以在脈沖長度增加[2]時保持帶寬。這樣，從(1)可以看出，可以通過延長SS脈沖，增加信噪比和系統(tǒng)范圍來增加信號能量，同時減小TOA估計方差，提高系統(tǒng)精度。圖4顯示了SS脈沖在理想條件下的行為，并受到噪聲和多徑的破壞。
圖4:匹配的fifilter輸出 圖4表明，使用SS信號，可以獲得匹配的濾波響應(yīng)，其噪聲抑制特性類似于長正弦脈沖，但其銳度類似于短正弦脈沖。同樣，在多徑存在的情況下，對反射的響應(yīng)和對直接路徑的響應(yīng)被很好地分離，使探測器能夠可靠地找到第一個峰值。雖然SS信號是相對復(fù)雜的，低成本，高速，數(shù)字信號處理器(DSP)的可用性現(xiàn)在可以考慮在現(xiàn)實世界的應(yīng)用中使用這些波形。從現(xiàn)在開始，在系統(tǒng)開發(fā)和測試期間，我們將使用SS聲信號。 2.2定位 輻射源的方向和距離是基于聲波的平面近似來計算的。這個問題如圖所示。兩個接收器(i和k)投影在XY平面上，傳播平面波，到達接收器的時間(ti和tk)和發(fā)射器的單位方向向量d = [dx dy dz] T，意義相反，與傳播向量方向相同。平面波在接收器i和k之間傳播的距離由image.png給出其中vp為水中聲速，ri = [xi yi zi] T, rk = [xk yk zk] T表示接收器在體幀上的位置。不使用矢量表示法eq. 5變成vp(ti - tk) = - (dx(xi - xk)+dy(yi - yk)+dz(zi - zk))。(6）
圖5:平面波近似 如果有N個接收器，就會有M個方程式，像eq. 6， {i = 1，…N;K = 1，…N; i6 = k}，等于M = n2 C N個接收器的所有可能組合。接收器之間的TDOA，∆=[∆1∆2…∆m] t，∆1 = t1−t2，∆2 = t2−t3，…∆M = tN−1−tN，可由∆= Ctm生成，其中C∈RM×N為組合矩陣，tm = [t1…tN] T是來自所有接收器的時間測量向量。同樣地，如果我們?yōu)榻邮掌魑恢枚x組合x = [x1−x2 x2−x3…xN−1−xN] T, y = [y1−y2 y2−y3 . .yN−1−yN] T, z = [z1−z2 z2−z3 . .zN−1−zN] T，對于N個接收器，問題的概化可寫成vp∆=−(dxx + dyy + dzz)。(7)[3]中給出的發(fā)射極方向的最小二乘解由d =−vpS #Ctm給出，(8) 其中S = [x y z] e S # = (S T S)−1S T。同樣利用平面have近似，發(fā)射極到接收器i的范圍由ρei = vpti給出，i = 1，…N，到體幀原點的范圍由ρi = ρei + dT ri，(9)其中d是先前計算的發(fā)射極方向向量。 將所有N個接收器的估計值取10的平均值 3、系統(tǒng)開發(fā) 研制的USBL聲定位系統(tǒng)可分為發(fā)射和接收兩部分。建造發(fā)射箱并不是這項工作的目的，我們使用了一個現(xiàn)有的盒子，它能夠生成預(yù)記錄在內(nèi)存中的DSSS聲信號。另一方面，接收機的開發(fā)和編程是主要任務(wù)。接收盒的核心是DSP，可以提高USBL聲學(xué)定位系統(tǒng)的性能和通用性。使用德州儀器公司的TMS320C6713浮點DSP，工作頻率為225MHz。在執(zhí)行任何DSP算法之前，信號必須是數(shù)字形式的。這個任務(wù)是由一個16位，250 KSPS, 4通道a /D轉(zhuǎn)換器完成的。系統(tǒng)受控(啟動/停止、操作模式、數(shù)據(jù)傳輸……)通信由SMSC LAN91C111以太網(wǎng)板保證。接收箱電子設(shè)備安裝在一個矩形的角度防濺外殼內(nèi)，配有四個水聽器輸入連接器，一個用于PPS信號訪問的GPS天線，一個外部電源和一個以太網(wǎng)端口。發(fā)射箱如圖所示6.
圖6:接待室 3.1收購 這個過程從4個水聽器陣列開始，基于壓電換能器將聲波轉(zhuǎn)換為電信號。電信號被4個可變增益放大器放大。這些精密的模擬信號必須轉(zhuǎn)換成數(shù)字形式。該過程由ADC轉(zhuǎn)換器執(zhí)行，包括以下步驟:首先對信號進行采樣，將模擬信號轉(zhuǎn)換為離散時間連續(xù)幅值信號;每個信號樣本的振幅被量化為2個16級中的一個;離散的振幅電平被編碼成不同的16位長度的二進制字。這個二進制字，表示水聽器“偵聽”的聲波的數(shù)字形式，必須臨時存儲在DSP內(nèi)部存儲器中，以便進行處理，以檢測預(yù)期信號的存在，并計算發(fā)射器的方向。 為了解決數(shù)字數(shù)據(jù)存儲問題，實現(xiàn)了FIFO(先進先出)數(shù)據(jù)緩沖區(qū)。緩沖區(qū)被劃分為塊，當(dāng)ADC獲取新數(shù)據(jù)時，緩沖區(qū)中的數(shù)據(jù)正在被處理。當(dāng)采集完成后，最老的數(shù)據(jù)塊被最新的數(shù)據(jù)所取代，新的循環(huán)開始。方塊的數(shù)量和長度是現(xiàn)在的主要問題。這是一個微妙的問題，因為在一個塊采集的時間內(nèi)，由L/fs給出，其中L是塊長度，fs是采樣頻率，DSP必須能夠處理緩沖區(qū)中所有塊中的數(shù)據(jù)。以這種方式，塊必須足夠大，以便給數(shù)據(jù)緩沖區(qū)處理時間，但又不能太大，因為內(nèi)存限制。這種權(quán)衡導(dǎo)致我們使用與預(yù)期信號相同長度的塊L。 緩沖區(qū)硬件實現(xiàn)的示意圖如圖7所示，以及預(yù)期信號通過緩沖區(qū)的過程。由于系統(tǒng)有四個水聽器，將有四個先進先出緩沖器用于數(shù)據(jù)存儲，如圖所示7.
圖7:長度為3L的FIFO數(shù)據(jù)緩沖區(qū) 當(dāng)系統(tǒng)指示所期望的信號存在時，它可能完全或只是部分在緩沖區(qū)中。因此，為了得到準確的結(jié)果，在估計信號到不同水聽器的TOA和計算發(fā)射極位置之前，必須確保預(yù)期信號完全在緩沖器內(nèi)。使用三個長度為L的塊的選擇是因為我們希望這種情況至少發(fā)生兩次，而3是確保這種情況發(fā)生的最小塊數(shù)量。像這樣，fifirst檢測總是被忽略，當(dāng)保證信號完全在緩沖區(qū)內(nèi)時，只接受第二個連續(xù)檢測。此時，采集暫時停止，以便進行TOA估計和發(fā)射極位置計算。 需要注意的是，如果只使用兩個L長度的塊，則無法保證這一點。 3.2處理 在第2.1節(jié)中，我們說過使用匹配濾波器是信號檢測的最佳解決方案。因此，將在DSP中實現(xiàn)一個數(shù)字匹配濾波器。輸出到緩沖區(qū)中的一組數(shù)據(jù)x[n]的數(shù)字濾波由x[n]與濾波脈沖響應(yīng)h[n]之間的數(shù)字卷積(卷積和)給出。 因為匹配濾波的目的是執(zhí)行期望信號與采集數(shù)據(jù)的cor -關(guān)系，它的脈沖響應(yīng)h[n]將是在ADC工作頻率fs處采樣的期望信號的副本。然而，卷積是一項計算量很大的工作。標(biāo)準卷積算法具有二次元的計算復(fù)雜度，即使使用快速數(shù)字信號處理器，其實時計算機實現(xiàn)在大多數(shù)應(yīng)用中也是不可能的。在這種情況下，引入離散傅里葉變換(DFT)的概念變得非常重要，因為使用DFT特性可以加快相關(guān)計算的速度。令{x[n]} = {x[0]， x[1]，…， x[N−1]}為采樣序列，其中N為樣本個數(shù)。它的Dis - crete傅里葉變換是復(fù)值序列{X[k]} = {X[0]， X[1]，…， X[N−1]}在頻域，具有相同的長度N，由 圖8顯示了用于相關(guān)目的的有用的DFT性質(zhì)。用一種非常簡單的方式，我們可以說可以將時域卷積h[n]⊛x[n] '改變?yōu)轭l域乘法h[k] x[k]。該方法需要計算一次DFT (H[k]永久存儲在DSP內(nèi)部內(nèi)存中)、一次乘法和一次IDFT，將計算復(fù)雜度從o(N2)降低到o(Nlog2N)。當(dāng)需要卷積的樣本數(shù)量足夠大時，就像我們的例子一樣，這種性能改進，以及快速DFT算法(FFT)的使用，是非常重要的，因為它使實時卷積實現(xiàn)成為可能。即使使用上述解決方案，卷積實現(xiàn)也可以進一步改進。如3.1節(jié)所述，數(shù)據(jù)緩沖區(qū)由三個內(nèi)存塊組成，大小與預(yù)期信號的L相同，在每個采集周期結(jié)束時，只有其中一個塊被更新，即其他兩個塊被移動。這樣，當(dāng)只有三分之一的數(shù)據(jù)與之前的采集周期不同時，執(zhí)行3L大小的卷積就沒有意義了。讓我們考慮數(shù)據(jù)緩沖區(qū)3L長度序列{x[n]}作為三個L長度序列{x1[n]}， {x[n]2}和{x[n]3}的和，如下所示: 3.3決定 在執(zhí)行匹配濾波卷積后，系統(tǒng)必須決定預(yù)期信號是否存在于數(shù)據(jù)緩沖區(qū)中。為了研究決策準則，我們應(yīng)該回頭看圖4a和圖4b，其中濾波器對DSSS信號的響應(yīng)是給出的。決策準則背后的思想是將匹配fifilter輸出的最大值與其平均絕對值進行比較。由于噪聲的存在，這是采集到的數(shù)據(jù)中未知的組成部分，總是會有某種程度的不確定性。然而，由于有一個大大高于平均絕對值的最大值是一個與濾波器對預(yù)期DSSS信號的響應(yīng)相關(guān)的特征，而不是對噪聲的響應(yīng)，我們將認為這兩個值之間的差異最大，預(yù)期信號出現(xiàn)在緩沖區(qū)的機會也就越大。通過這種方法，我們?yōu)橄到y(tǒng)定義了一個閾值，并認為期望信號出現(xiàn)時 3.4位置計算 與所有四個水聽器都在持續(xù)進行的采集不同，只對四個水聽器中的一個實現(xiàn)了采集數(shù)據(jù)的處理和信號存在性決策。我們記得，整個處理和決策必須在少于一個緩沖區(qū)塊獲取的時間內(nèi)執(zhí)行，這是實現(xiàn)的最關(guān)鍵點。因此，不可能處理所有四個緩沖區(qū)中的數(shù)據(jù)。盡管如此，當(dāng)選擇用于實時處理的數(shù)據(jù)緩沖區(qū)中檢測到預(yù)期信號時，采集會暫時中斷，并處理剩下的三個數(shù)據(jù)緩沖區(qū)，以查找信號TOA。根據(jù)2.2節(jié)中介紹的研究計算位置，在什么采集重新啟動后。 4海上試驗 一旦實施完成，就進行了一系列海上試驗。測試于2009年6月22日至26日在奧爾塔城進行。由于位置結(jié)果是在USBL陣列的坐標(biāo)坐標(biāo)系中表示的，因此最好陣列相對于地球坐標(biāo)坐標(biāo)系保持靜止，否則即使在發(fā)射極位置靜止的情況下，USBL陣列的運動也會影響位置計算。因此，試驗是在港口內(nèi)進行的。這樣就可以牢牢地固定陣列，確保定位結(jié)果不受其運動的影響。然而，港口內(nèi)的多徑和噪聲存在性要強得多，因此影響了測試結(jié)果。試驗分為兩類:靜態(tài)和動態(tài)。由于計算方法不同，這兩種方法的結(jié)果分別對距離和方向估計進行了分析，如2.2節(jié)所示。 4.1平穩(wěn)性試驗 在靜止測試中，發(fā)射器被綁在一個橋墩上，橋墩上的波動可以忽略不計，系統(tǒng)運行20分鐘。通過DSP處理得到的試驗平穩(wěn)距離結(jié)果直方圖如圖9所示。從圖9中我們可以看到，距離結(jié)果主要劃分在兩個非連續(xù)子區(qū)間之間，[77.70;77.80]m和[77.90;78.05 m。發(fā)射器和USBL陣列都是靜止的，這是一個意想不到的結(jié)果。為了了解它發(fā)生的原因，我們應(yīng)該觀察用來決定信號是否存在和計算發(fā)射極距離的數(shù)據(jù)。兩種不同檢測的匹配濾波卷積如圖10所示。
圖9:車站測試距離結(jié)果直方圖
圖10:匹配的濾波器卷積 從圖10a和10b可以看出，匹配濾波卷積有兩個非常接近的最大值。因為信號TOA是用卷積的峰值來計算的，當(dāng)絕對最大值是第一個距離將位于最近的子區(qū)間，當(dāng)絕對最大值是第二個距離將位于最遠的子區(qū)間。在詳細分析了所有檢測的四個通道的卷積結(jié)果后，我們可以說，圖10a和10b代表了測試期間發(fā)生的情況。在圖11中，給出了不同通道的兩個卷積最大值之間的時間差的直方圖。 如圖11所示，兩個卷積最大值之間的時間差因信道而異。通道4卷積的差異更大，通道3和通道1和2的中間差異更小。綜合以上說明，已知通道4連接最深的水聽器，通道3連接最靠近水面的水聽器，通道1和通道2連接中間深度的水聽器，我們發(fā)現(xiàn)匹配濾波器卷積中的第二個最大值是由海面上的信號反射引起的，是由直接路徑信號到達引起的第一個最大值。 為了解決這一多路徑檢測問題，我們必須修改TOA估計方法。當(dāng)(17)給出的決策因子為真時，我們不將TOA估計為絕對最大值位置，而將TOA考慮為超過決策閾值的第一個最大值的位置。在圖12中，我們再現(xiàn)了之前圖9中給出的結(jié)果，這些結(jié)果是用新的TOA估計方法對測試期間獲得的數(shù)據(jù)進行后處理后得到的。
圖12采用新的TOA估計方法的車站試驗距離結(jié)果直方圖 從圖12可以看出，采用新的TOA估計方法，距離結(jié)果不再劃分在兩個不連續(xù)子區(qū)間之間，距離標(biāo)準差由8.8降低到1.6cm。通過這種方式，系統(tǒng)對多路徑的拒絕大大提高了，從而提高了系統(tǒng)的全局性能。如果說多徑效應(yīng)在計算輻射源距離時造成了厘米量級的誤差，那么在計算輻射源方向時，這些誤差則是幾十度量級的。通過DSP處理得到的試驗平穩(wěn)方向結(jié)果如圖13所示。從圖13可以看出，方向計算得到的結(jié)果非常不一致。 然而，為了理解這種糟糕性能的原因，最好看看用于計算發(fā)射器方向的數(shù)據(jù)，而不是最終的結(jié)果。如2.2節(jié)所述，方向從信號TDOA到不同的水聽器計算。在圖14中，我們給出了4個水聽器之間TDOA的3個直方圖。 我們看到圖13中不一致的方向結(jié)果被圖14a, 14b和14c中不一致的TDOA估計所證明。與之前的距離計算(圖9)一樣，TDOA結(jié)果被劃分在非連續(xù)子區(qū)間之間。同樣，30到40個樣本的子區(qū)間之間的時間差是相似的(見圖11)，這表明問題可能是由信號反射引起的。因此，我們將嘗試用同樣的方法來解決這個問題:修改TOA估計方法，避免多徑檢測。在圖15中，我們再現(xiàn)了圖14所示的結(jié)果，這些結(jié)果是用新的TOA估計方法對測試期間獲得的數(shù)據(jù)進行后處理后得到的。 正如預(yù)期的那樣，新的TOA估計方法大大改進了TDOA估計，現(xiàn)在的TDOA估計精度約為8μs(2個樣本)。用TDOA數(shù)據(jù)計算的發(fā)射體方向如圖16所示。將其與測試期間獲得的方向(圖13)進行比較，可以明顯看出系統(tǒng)性能大大增強，兩個角度估計的標(biāo)準偏差約為0.4度。
圖16:采用新的TOA估計方法的臺站測試方向結(jié)果 當(dāng)涉及到時間延遲估計時，有一個非常常見的方法:數(shù)據(jù)之間的相互關(guān)聯(lián)。為了尋找不同水聽器的信號TDOA，在后處理分析中還采用了互相關(guān)的方法。這里沒有給出得到的結(jié)果，但它們揭示了一個有趣的特征:互相關(guān)性能取決于被處理的通道。TOA1- TOA2估計的性能相似(通道1和2連接到相同深度的水聽器)，其他兩個通道的性能較差。信號反射和水聽器放置在不同深度也證實了這一結(jié)果。
圖14平穩(wěn)試驗方向結(jié)果TDOA直方圖
圖15采用新的TOA估計方法的平穩(wěn)試驗方向結(jié)果TDOA直方圖 4.2動態(tài)試驗 為了進行動態(tài)測試，發(fā)射極被安裝在用GPS記錄位置的船上�？梢詼y試的距離和角度間隔非常有限。盡管如此，在港口內(nèi)進行了動態(tài)測試，以允許USBL接收陣列的充分緊固，如本節(jié)開始所解釋的。動態(tài)測試持續(xù)時間為1445秒(約24分鐘)。由于發(fā)射頻率是每秒一個信號，1445將是探測到的最大數(shù)量。然而，有203個(占總量的14%)的排放被損失了。圖17顯示了動態(tài)試驗的距離結(jié)果。排放損失在0米距離處繪制。除了損失的發(fā)射外，還有一些探測會導(dǎo)致明顯錯誤的距離結(jié)果。這些錯誤的結(jié)果是由直接路徑信號丟失和相應(yīng)的多路徑檢測造成的。為了量化這些情況，我們考慮最大速度為4m。S−1對于船和特定距離的結(jié)果，如果它意味著比上次檢測的速度更高，則被分類為不正確。這樣，從1242次檢測中，有1210次被分類為正確的(1445次總排放的84%)。在檢測的百分比和結(jié)果分類為正確的情況下，動態(tài)距離計算性能是令人滿意的。 在評估系統(tǒng)性能時，計算輻射源的方向也采用相同的策略。方向結(jié)果未繪制，但正確結(jié)果的百分比見表1。我們比較了兩種不同的TDOA估計方法得到的方向結(jié)果:第一卷積最大值超過決策閾值和數(shù)據(jù)互相關(guān)。現(xiàn)在只使用導(dǎo)致正確距離結(jié)果的1210個接收。
表1:動態(tài)測試方向結(jié)果 這兩種方法都會導(dǎo)致相似的性能，但與平穩(wěn)檢驗不同的是，交叉相關(guān)現(xiàn)在呈現(xiàn)出略好的結(jié)果。此外，縱向和仰角之間的性能非常相似。這一事實可以被質(zhì)疑，因為正如我們之前所說，交叉相關(guān)方法的性能取決于所處理的通道，而TOA1- TOA2估計的性能要好得多，通道與水聽器連接在相同的深度，因此足以計算縱向角。然而，在2.2節(jié)中，我們開發(fā)了一個發(fā)射器方向的最小二乘解，使用所有4個通道來計算任何角度。這樣，可以增加冗余，但放置在不同深度的水聽器的低性能估計TDOA可能會破壞縱向角度計算。為了確認我們重復(fù)方向計算，現(xiàn)在不進行最小二乘最小化，使用通道1和2(相同深度)計算縱向角，使用通道3和4(不同深度)計算仰角。
表2:無最小二乘最小化的動態(tài)測試方向結(jié)果 從表2中，我們再次看到相互關(guān)系呈現(xiàn)出稍微更好的結(jié)果，但縱向和仰角之間的表現(xiàn)現(xiàn)在有很大的不同。縱向角性能明顯提高，接近100%的正確結(jié)果，仰角性能保持在相同的精度水平。這些結(jié)果表明，最小二乘最小化會破壞系統(tǒng)的性能。將通道1和2與通道3和4分離，我們失去了冗余，但通道3和4的較不準確的TDOA估計不會破壞縱向角度計算。盡管如此，當(dāng)TDOA估計誤差在通道之間相似時，最小二乘最小化應(yīng)該是一個很好的選擇。 5、結(jié)論 本工作介紹了USBL聲學(xué)定位系統(tǒng)的設(shè)計、實現(xiàn)和海上驗證。信號檢測和TOA估計基于匹配的濾波響應(yīng)，這導(dǎo)致了最高的信噪比。將經(jīng)典聲學(xué)純音脈沖與寬帶編碼擴頻信號進行了比較，得到了更高的TOA分辨率和更強的多徑和噪聲抑制能力。發(fā)射器的位置是計算訴諸于聲波的平面近似。最關(guān)鍵的開發(fā)任務(wù)是數(shù)字濾波器的實現(xiàn)。數(shù)字濾波由信號卷積組成，必須在實際時間內(nèi)完成。由于使用了DSP和處理技術(shù)，使得實時實現(xiàn)成為可能，這些技術(shù)大大減少了卷積時間(基于DFT特性)。為了給出系統(tǒng)電位的全局概念，我們在圖18中比較了發(fā)射器的GPS跟蹤與USBL定位計算的正確距離結(jié)果和沒有最小二乘最小化得到的縱角。 參考文獻： [1] A. Alcocer, P. Oliveira, and A. Pascoal. UnderwaterAcoustic Positioning System Based On Buoys With GPS. Proceedings of the Eighth European Conference on Underwater Acoustics, 8th ECUA, June 2006. |
為匹配濾波輸出時的信噪比，其中n0為輸入噪聲級，E為信號能量。從式1中我們可以看出，有兩種方法可以減少TOA估計方差，從而提高系統(tǒng)的可重復(fù)性:增加信噪比;或者增加信號的帶寬。
其中T為脈沖長度，因此，為了減小TOA估計方差，信號持續(xù)時間必須減小。由(1)和(3)，且為E∝T，可得TOA估計為
式(4)表示矛盾。當(dāng)不可能進一步增加發(fā)射機功率時，必須延長信號以增加信噪比。這為檢測提供了更大的能量，但也會增加TOA估計的方差，這是不可取的。另一方面，為了達到最高的時間分辨率與音波爆發(fā)，最佳信號盡可能短。然而，這導(dǎo)致最佳信號的能量太少，無法在遠距離進行可靠的檢測。圖2顯示了兩個長度不同的正弦脈沖的匹配fifilter輸出。兩個信號都被相同的加性噪聲序列破壞。圖2a所示的較短脈沖在濾波器輸出中獲得了一個尖峰，但噪聲抑制能力較差。圖2b顯示，當(dāng)我們延長脈沖時，噪聲抑制改善，但峰值的銳度下降。上面的討論代表了在加性白噪聲存在的情況下只有一個聲學(xué)信號的理想情況。然而，在水聲中通常有許多多徑信號，這些多徑信號是由反射引起的較晚時間到達的、振幅不同的信號的復(fù)制品。這種情景往往出現(xiàn)在淺層。
其中Ω = 2π/NT, T為采樣周期。離散傅里葉反變換(IDFT)在給定其DFT {x[k]}的情況下恢復(fù)序列{x[n]}，它被定義為
每個序列{xi [n]}表示數(shù)據(jù)緩沖區(qū)的第i個塊。將(14)替換為由(11)給出的匹配fifilter輸出
其中yi [n] = (h⊛xi) [n]是fifilter對第i塊數(shù)據(jù)的響應(yīng)。正如我們從(16)中看到的，可以將期望信號與整個數(shù)據(jù)緩沖區(qū)的卷積計算為與每個單獨塊的卷積之和。因此，在每個采集周期中，我們可以執(zhí)行L大小的卷積而不是3L大小的卷積，可以顯著提高時間性能。這種卷積方法被稱為重疊-相加，因為每個h⊛xi的卷積長度為2L−1，當(dāng)h⊛x1與h⊛x2相加，h⊛x2與h⊛x3相加時，L−1元素會重疊。
當(dāng)預(yù)期信號出現(xiàn)時，系統(tǒng)必須等待下一個采集周期，只有連續(xù)的第二次檢測才能保證信號完全在緩沖區(qū)中，如3.1節(jié)所述。
